现代雷达系统分析与设计（陈伯晓）第12章(2)

比较开窗（主瓣和旁瓣之间的比率为35 dB）和不开窗时的脉冲压缩结果，分析了主瓣宽度和SNR损耗. 有关发送信号的复数包络，请参见（12.3.1）（12.3.18）. 当宽带乘积远大于1时，图12.11中显示了h（t）（12.3.19）48匹配的滤波器函数h（t）. 脉压结果如图12.12所示. 可以看出，开窗后主瓣变宽了. 主瓣宽度和SNR损耗在第5章中进行了描述. 49图12.11 h（t）实部（实线）和虚部（虚线）50图12.12脉压结果（右图是主瓣的局部放大图）假设目标距离为80 km，则在搜索状态下为51（6）. 假设IF正交采样频率为fs = 2 MHz. ①给出目标回波的基带信号模型，并经过脉压和相干处理后得出输出信号模型. ②假定导弹的速度在相干累积之前得到补偿. 如果在A / D采样期间噪声占10位，目标回波信号幅度占8位，则噪声和目标回波功率分别为60 dB和48 dB. 提取由A / D采样的回波基带信号，经过脉冲压缩处理的输出信号以及相干累加的输出信号. 分析每个步骤中的信噪比变化. ③说明目标多普勒信道对应的频率是否与实际多普勒频率一致. ④在目标所在的多普勒信道上进行CFAR处理，绘制目标所在的多普勒信道信号及其CFAR的比较电平（根据（4）的检测性能）.

52①根据发射信号的复包络，混合到基带后的接收信号的信号模型为（12.3.20）其中: A为接收信号的幅度；是目标相对于发射信号的时间延迟，v是目标相对于雷达视线的径向速度； n（t）是复数的高斯白噪声. 为了简化分析，以下推导不考虑噪声. 53由于在波浪位置的停留时间很短（0.1 s），因此假定导弹的自身速度得到了补偿，并且船舶的目标运动很慢，因此在导弹停留期间发射的M个脉冲没有包络线运动. 波形位置在式（12.3.20）中，时间t由t'= m·Tr + t表示，第m个脉冲重复周期的回波信号可以表示为（12.3.21）中的项. ），可以忽略. 目标多普勒频率；当其为常数54且宽带乘积远大于1时，sm（t）频谱Sm（f）可以近似表示为（12.3.22）脉冲压缩滤波器输出信号So，m（ f）是输入信号频谱Sm（f）和脉冲压缩滤波器的频率特性H（f）（12.3.23）55因此，脉冲压缩输出信号的相干累加m（t）（12.3.24） 56是正确的通过每个距离单位的频谱分析（FFT）实现在每个波位置发送的M脉冲的回波信号. 当对目标所在的距离单位执行FFT时，仅当t =τ0和k = fdTrM（即目标所在的距离单位）时，第k个多普勒信道（12.3.25）57的输出以及它所在的多普勒信道，| Y（k）|仅出现峰值，以便获得目标距离和多普勒频率.

相干累加是目标回波信号的电压相加（包括相位信息）和噪声的功率相加. 因此，当相干累积M个脉冲时，信噪比提高了M倍. ②假设在A / D采样期间噪声和目标回波信号占据10位和8位（不包括符号位） . 图12.13是某个脉冲重复周期的原始回波基带信号，目标被噪声完全淹没. 图12.14是脉冲压力处理的输出信号. 图12.15是64脉冲相干累加输出及其轮廓图. 58表12.2列出了单个模拟信号处理过程中功率或SNR的变化. 从理论上讲，与320的脉冲压力比相对应的SNR的改善为25 dB，并且相干累积的64个脉冲的SNR的改善为18 dB. 可以看出，脉冲压力信噪比和相干积累的提高与理论结果是一致的. 59图12.13脉冲重复周期的原始回波I和Q信号60图12.14脉冲压力结果61图12.15相干累加结果62表12.2信号处理期间的功率或SNR63③目标多普勒频率如图12.15（b）所示. 目标的实际计算多普勒频率为fd_cal = -390 Hz. 这是因为目标的多普勒频率大于625 Hz（即fr / 2），所以多普勒频率模糊，fd_real-fr = -384 Hz，与fd_cal一致. ④目标的多普勒信道信号及其CFAR电平如图12.16所示.

64图12.16多普勒信道信号的方向函数和目标所在的65（7）天线的CFAR电平由高斯函数近似，并且使用单个脉冲来测量近距离的角度. ①给出和差通道信号模型和归一化误差信号模型，并指出误差信号的斜率. ②计算目标偏离电轴中心0.5°和1.0°时的归一化误差信号（此时不考虑噪声的影响）. ③对角度测量精度进行Monto Carlo分析（信噪比和角度测量的均方根误差）. ④假设弹丸距离为20 km，SNR = 20 dB，方位角为1°. 给出了求和通道和差通道的时域脉冲压力结果. 图66（12.3.26）在此处显示为光束宽度的一半. 求和光束和差光束可以表示为（12.3.27）67. 归一化误差信号为（12.3.28）. 图12.17显示了雷达的总和和差波束及其归一化误差信号. 与MATLAB中的polyfit函数拟合，误差信号的斜率为Ks = 4.7261. 68图12.17求和与求和光束及其归一化误差信号69②假设目标方向为1°，求和与求和通道的目标返回为Wave信号，并执行脉冲压力和相干累加. 图12.18显示了总和和差波束目标所在的多普勒信道的输出信号. 提取的归一化误差电压为Erra = 0.2275，并且计算出的目标取向为θ0= ErraKs = 1.075°. 70图12.18不同方向上目标的总和和差分通道信号71③假设目标的方向为0°，请执行100次MontoCarlo（Monte Carlo）分析. 图12.19（a）给出了100次独立测量的误差. 12.19（b）是角度测量精度（均方根误差）.

横坐标SNR是单脉冲测量（提取误差信号之前）的总和和差通道的信噪比. 由于波束宽度为6°，因此当SNR为20 dB时，角度测量精度为0.23°，约为波束宽度的1/25. 72图12.19第100个MontoCarlo分析结果73（8）假设输出IF信号的中心频率为60 MHz. 确定A / D采样时钟. 设计中频正交采样滤波器. 画一个图来解释它的幅频特性和它的像频抑制比. 给出了具有脉冲重复周期的目标回波中频信号，正交采样的基带信号和脉冲压缩后的原始视频信号. （9）使用MATLAB中的GUI在导弹和目标之间设计从搜索到跟踪的动态演示系统. 系统可以设置雷达和目标的参数；并且可以动态显示中间处理结果和轨迹跟踪的最终轨迹. 图12.20显示了动态演示系统的人机界面之一. 74图12.20动态演示系统75（10）根据图12.8中雷达信号处理器的任务，给出了信号处理器的初步设计方案. 根据设计要求，雷达信号处理器的硬件实现框图如图12.21所示，包括一个FPGA和三个DSP（TS101）. 两个高速，高精度14位模数转换器（AD9244）用于完成Σ和Δ回波的采集. 76图12.21处理器的硬件实现框图77 FPGA的功能主要包括: ①完成两个采集信号的中频正交变换； ②整个雷达系统中的定时产生电路，完成同步，传输，调制等所需的各种定时. 信号产生； ③集成了一个UART，以完成终端制导雷达与车载集成控制机之间的通信以及数据设置等； ④向伺服系统提供控制信号； ⑤提供采样时钟给ADC和DSP提供中断信号，工作状态标志信息等.

这三个DSP的具体任务分配如表12.3所示. 78表12.3信号处理板上每个DSP的任务分配7912.4雷达信号处理阵列雷达位置阵列包括20个天线元件的等距线性阵列（水平放置），天线间距为0.65 m，波长为1.25 m . 采用LFM信号，调频带宽B = 800 kHz，脉冲宽度Te = 400μs）;雷达为三变量T，脉冲重复周期为[4100，4300，4500]μs. 基带复信号的采样时钟为1μs. 在波位置发射的脉冲数为12. 80. 假设两个目标之间的距离为80 km和200 km，速度为300 m / s和200 m / s，方位角为0°和1 °（相对于阵列的法线方向），信噪比为-10dB. 地面杂波存在于100 km之内，杂波的速度谱宽度为0.42 m / s，噪声比为60 dB. 该雷达的信号处理流程如图12.22所示. 回波信号由DBF，脉冲压力，MTI和非相干累积CFAR进行一次处理. 81图12.22雷达的信号处理流程82（1）模拟以生成雷达回波信号（包括上述目标，杂波和噪声），以生成数据文件radar_data.mat，它是三维阵列NR×20 ×12，NR是距离单位（例如NR = 3000），20是天线元件数，而12是一个波位置的脉冲数.

画出任何天线接收到的时域信号波形. （2）当波束指向为θ时，推导DBF权重矢量，当波束指向为θ= 0°时，给出DBF处理结果. DBF的旁瓣要求小于-25 dB（使用泰勒窗口）. 绘制由DBF处理的输出时域信号波形. 当光束指向分别为0°和45°时分析光束宽度. 83（3）分析匹配的脉压滤波器系数，并给出脉压后的原始视频. 脉冲压力的旁瓣要求≤-35dB. （4）MTI滤波器（假设滤波器陷波中心位于零频率处），画出滤波器的幅频特性. 在MTI之后提供原始视频. 根据目标功率和杂波功率，填写表12.4并估算杂波的改善因子. 84表12.4信号处理过程中目标和杂波的功率（5）对MTI之后的原始视频执行非相干累加和CFAR处理，并估计MTI和非相干累加之后的原始视频和CFAR的噪声水平（图并解释）. （6）估算DBF的功率，脉冲压力，MTI，非相干累加后的噪声以及目标回波信号的功率和SNR，包括脉冲压力，MTI，非相干累加后的功率和SNR，并填写表12.5. （仅计算当前模拟的单个结果）85表12.5（7）绘制了阵列雷达单脉冲角度测量的和束，差分束和角度测量的归一化误差信号，并指出了误差信号的斜率. 给出了在目标波位置差动光束的时域输出信号，并计算了目标的相对方位.

这是阵列雷达的测量数据的一些处理结果. 图12.23显示了某个天线接收到的原始信号（模值）. 图12.24显示了DBF输出的原始信号（模值）. 86图12.23天线接收的原始信号87图12.24 DBF输出的原始信号88图12.25是脉冲压力输出的原始信号（模值）. 从图中可以看出，单元中的距离很短，杂乱无章. 89图12.25脉冲压力输出的原始信号90图12.26是四脉冲MTI滤波器的幅频特性（包括三变量T处的三组滤波器的幅频特性和平均值） ，零频率附近的零深度约为80 dB. （右图是左图的局部放大）设备的幅频特性. 图12.27是MTI滤波器输出的原始信号（模值）. 与图12.23相比，杂波得到了更好的抑制. 图12.26四脉冲MTI地杂波滤波器91图12.27 MTI滤波的原始信号92图12.28是非相干累积原始信号和CFAR检测阈值. 在此使用CA-CFAR. 图12.29（a）是和光束和差光束的窗口函数. 泰勒光束函数用于形成和光束. Bayliss窗函数用于形成差分光束. 图12.29（b）是单脉冲角测量的和和差光束及其归一化误差信号. 根据误差信号，可以计算出误差信号的斜率.

93（右图是左图的局部放大）图12.28非相干累加输出的原始信号和CFAR检测阈值94图12.29单脉冲角测量值，差波束和其归一化误差信号95图12.30是从总和和差波束通道的MTI输出的原始信号. 根据信道检测获得目标的距离单位，然后从相同距离单位的和光束和差光束的输出中提取角度测量误差值，然后乘以误差信号的斜率获得目标的相对方向. 96图12.30波束和差分波束通道的MTI输出信号97

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