什么是基于带隙的带隙，高性能带隙参考原理图和电压源设计

基于带隙的网络的解释

带隙参考定义

带隙基准电路的原理

带隙参考源的主要参数

为什么带隙参考称为带隙参考

带隙基准点

二阶带隙参考

带隙参考设计

带隙基准电压源的设计

高精度带隙参考源英文单词的含义

: 高精度带隙参考源

有时人们将其简称为Bandgap. 最经典的带隙基准是使用与温度成正比的电压和与温度成反比的电压之和. 两者的温度系数相互抵消，从而获得约1.25V的与温度无关的电压基准. 由于其参考电压类似于硅的带隙电压，因此称为带隙参考. 带隙电压实际上并未使用. 现在某些带隙结构的输出电压与带隙电压不一致.

带隙参考原理图和仿真

PSRR功能:

起始电压约为2.2V

使用权限

高性能带隙基准电压源的设计

参考电压| 0“>参考电压是集成电路设计中的重要部分，尤其是在高精度电压比较器，数据采集系统，A / D和D / A转换器等中，参考电压会发生变化电源温度波动引起的温度变化会直接影响整个系统的性能，因此，在高精度应用中，具有低温度系数的参考电压和高电源电压抑制能力是设计整个系统的前提. 系统.

由于传统的带隙基准仅对晶体管的基极-发射极电压执行一阶温度补偿，忽略了曲率系数的影响，因此生成的基准电压和温度仍具有较大的相干性，因此输出电压温度特性通常高于20 ppm /℃，不能满足高精度的要求.

根据上述要求，在此设计了适用于高精度应用的参考电压源. 在传统带隙基准的基础上，利用亚阈值区域内工作的MOS管电流的指数特性，提出了一种新的二阶曲率补偿方法. 同时，为了尽可能减少电源电压波动对参考电压的影响，除了用于带隙镜相电流源的共源共栅结构外，还添加了高增益反馈环路电路. 在此基准电压源原理，详细说明电路原理，并应注意布局设计. 最后，给出了仿真后的结果.

l电路设计

1.1传统带隙基准的分析

带隙参考电压通常是通过将PTAT电压和CTAT电压相加而获得的. 因为双极型晶体管的基极-发射极电压Vbe具有负温度系数，并且在相同电流下偏置的双极型晶体管的不同区域的基极-发射极电压之间的差具有正温度系数，所以两者的温度系数相同的情况下，将两者相加，可以获得与温度无关的参考电压.

传统的带隙电路的结构如图1所示，其中Q2的发射极面积是Q1和Q3的发射极面积的m倍，流过Q1〜Q3的电流相等，运算放大器在反馈中工作状态，具有A点和B点作为输入，驱动Q1和Q2的电流源，以将两个点A和B稳定在近似相等的电压.

假设流过Q1的电流为J，则有:

由于等式（5）中的第一项具有负温度系数，而第二项具有正温度系数，因此通过调节m的值基准电压源原理，这两项具有相同的大小和相反的温度系数，从而获得温度独立电压. 理想情况下，输出电压与电源无关.

但是，在标准工艺下，晶体管的基极-发射极电压Vbe随温度的变化不是单纯的线性变化，并且由于器件的非理想性，输出电压也会受到功率的影响. 电源电压波动. 其中，曲线随温度的变化主要取决于Vbe的特性，集电极电流和电路中运算放大器的偏置电压. Vbe的特性对曲率影响最大，因此，要获得高性能的带隙基准电压，必须校正曲线的曲率. 在该设计中，通过引用共源共栅和反馈电路，补偿了Vbe的高阶温度特性，并优化了带隙电路的电源电压抑制特性.

1.2高性能带隙基准电路

设计的完整电路如图2所示. M6〜M16的电容C和电阻R4组成运算放大器. M1〜M5为放大器提供所需的偏置电流. 基本带隙部分为M13〜M18，Q1〜，由Q3和R1和R2组成. M19，M20，R3构成次级曲率补偿电路，M21〜M28构成反馈放大反馈电路，抑制电源波动，M29〜M31完成电路的启动功能；最后，电路的开关状态由pwr实现.

从文献[2]中可以知道，第二曲率的校正可以通过不同温度系数的电阻实现，即:

由于R1和R3具有不同的温度系数，所以使用泰勒比来扩展两者之间的比值:

式中: K1为R1的温度系数，为正值； K3是R3的温度系数，为负值. 两者的正负温度系数之差越大，曲率补偿的效果越好.

当MOS管的栅极-源极电压接近导通电压时，MOS管在亚阈值区域工作. 此时，流过电子管的电流与栅-源电压成指数关系，电流公式如下:

其中: n是亚阈值斜率因子（1

由公式（4），公式（6）至公式（8）组成:

由于m1 / n> 1，R3和R2之间的温度系数差通过指数关系被放大，因此Vbe3的二阶温度系数具有更好的补偿效果，并且此功能仅需要一种N型结合文献[3]，MOS管的实现节省了电阻的占用面积，非常适合工程使用.

1.3改进电源抑制电路和启动电路的分析

原则上，传统的带隙电路本身具有良好的电源抑制特性，其输出电压几乎与电源电压无关，但是目前工程中使用的大多数MOS管都是亚微米器件，因此不可避免地会产生次级效应（主要是通道长度调制效应和体效应）对流过MOS管的电流I产生影响. 因此，为了获得准确的参考电压，必须引入附加电路以提高电路的电源电压抑制能力.

在该设计中，除了共源共栅结构之外，还添加了附加的M21〜M28以实现电源波动的抑制，如图2所示. 带隙的核心电路电压由V1提供. 当电源电压VDD增加时，V1电平也将增加. 同时，运算放大器的两个输入节点之间的电位差由M21〜M24感应并进一步放大，从而提高了M25的栅极电位. 在增加M26的镜像电流的同时，增加了流经M25的电流，降低M25的等效输出电阻，并最终降低V1电平. 显然，放大器的增益越高，电源波动的抑制效果就越好.

由于电路中有两个偏置点，为保证电路的正常工作，增加了M29〜M31的启动电路. 当接通电源电压时，每个支路的电流可能为零，电路处于异常工作状态，此时输出电压也为零. 由于由M30和M31组成的逆变器使M29的栅极电势变高，因此M29将导通并将电流注入电路，以使电路开始恢复正常工作状态. 这时，电路的输出电压较高，M29的栅极电势为0时，M29截止，因此不会影响电路的正常工作. 电路中的电源主要控制电路的开关状态. 当pwr连接到高/低电平时，电路处于关闭/打开状态.

2版面设计

最终的布局设计如图3所示. 在此设计中，布局设计需要注意的主要问题是确保设备之间的匹配和对称，匹配的设备布局应紧凑且尽可能多. 为了确保周围环境的一致性，例如，运算放大器的输入差分对M8和M9，相同的材料电阻R1和R2等. 因为运算放大器的失调对电路的性能影响更大. 电阻不匹配也会影响输出电压的温度特性. 另外，在该设计中，保持构成电流镜的MOS晶体管之间的对称性也至关重要. 为了抑制沟道长度调制的影响，在这种设计中，MOS管的沟道长度是该工艺所允许的最小长度的两倍. 最后，在面积和性能之间做出折衷，将Q1和Q2的面积比设置为8: 1.

3后仿真结果

电路设计主要采用台积电CMOS 0.18 /μm技术，采用Cadence Spectre进行仿真，并采用口径完成布局的参数提取.

之后

，模拟输出电压随温度变化，如图4所示. 从图中可以看出，在-40〜+120℃的温度范围内，电压仅变化O. 39 mV，温度系数为约3.3 ppm /℃. 参考电压随电源电压而变化，如图5所示. 电源电压在2.7至3.3 V之间变化，输出参考电压在18μV附近变化.

4结论

使用0.18μm标准CMOS工艺，设计了一种针对高精度要求而设计的参考电压源. 一种新的二阶补偿方法用于改善传统的带隙，并添加了反馈电路以增加电路的电源. 电压抑制特性. 结果表明，输出电压的温度系数仅为3.3 ppm /°C. 在电源电压从2.7V到3.3V的波动范围内，输出电压波动18μV，电路的二阶补偿部分仅使用三个. 该器件节省了设计面积，非常适合实际工程应用，并且具有很大的实用价值.

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