带隙基准源电路的基本原理和仿真分析

模拟电路广泛包含参考电压和电流参考. 在诸如数模转换器和模数转换器之类的电路中，参考电压的精度直接决定了这些电路的性能. 该参考应该与电源和过程参数有很小的关系，但是要确定与温度的关系. 在大多数应用中基准电压源原理，所需的温度关系通常分为与绝对温度（PTAT）成比例和与温度无关的两个比例.

近年来，研究指出，当泄漏电流保持不变时，在弱反转区中工作的晶体管的栅-源电压会在一定范围内随着温度的升高而线性下降. 基于此特性，带隙参考源中使用的基极-发射极结可被工作在弱反相区域中的晶体管取代基准电压源原理，以产生具有低温度系数的参考源. 文献中提到了采用这种设计原理的参考源，它使用0.13μm工艺的低阈值电压NMOS管和通过基板调整的PMOS管来实现放大器. 本文采用的参考源电路利用了传统带隙参考源的核心电路原理，通过饱和MOS等效电阻对PTAT电流进行动态反馈补偿，基本达到了参考源的稳定性要求.

带隙基准源在0至70°C的温度范围内可以具有10 ppm /°C的温度系数. PN结二极管产生的电压在室温下为-2.2 mV /℃是VBE. 同时，还产生一个与绝对温度成正比的热电压VT（VT = kT / q），室温下的温度系数为0.085 mV /℃，则输出电压为: <

使用等式（1）得出温度，并使用VBE和VT的温度系数来找到理论上与温度无关的K值. 为了获得所需的性能，有必要更详细地分析VBE和温度之间的关系. 带隙基准是负温度系数电压和正温度系数电压的加权和，以抵消温度对输出电压的影响.

1.1产生负温度系数电压

双极型晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数，或者PN结二极管的正向电压具有负温度系数. 温度与温度的关系可以从文献中获得:

式中: η是与三极管结构有关的量，其值约为4； α是与流经三极管的电流有关的量，当PTAT电流流经三极管时，α为1，当与温度无关时，α是1. T0是参考温度； VBG是硅的带隙电压. 从等式（1）可以看出，VBE是具有负温度系数的电压.

1.2产生正温度系数电压

两个晶体管以不同的电流密度工作，它们的基极-发射极电压之间的差异与绝对温度成正比. 如果两个相同的晶体管（IS1 = IS2），偏置的集电极电流分别为nI0和I0，而忽略了它们的基极电流，则:

在公式中: △VBE显示正温度系数，该温度系数是一个独立于温度的常数.

1.3一阶温度补偿带隙参考源

将正温度系数和负温度系数的加权电压相加，以获得近似与温度无关的参考电压. 常见的一阶可调参考源电路如图1所示.

在公式中: N是Q2和Q1的发射结面积之比. 等式（4）中的第一项具有负温度系数，而第二项具有正和负温度系数. R0与R1之比应合理设计. N的值可以得到一定温度下温度系数为零的一阶参考电压. 公式（5）中的方括号是大约1.25 V的一阶温度无关参考电压. 通过调节R2 / R0的比率，可以获得不同大小的参考电压.

图2是本文设计的参考源的整体电路图，包括带隙核心电路，反馈补偿电路和启动电路. 虚拟盒a是带隙的核心电路，虚拟盒b是偏置和反馈补偿电路，虚拟盒c是参考源启动电路.

2.1带隙核心电路

在图2中，由Mp1〜Mp3，MN1，MN2，R1，R2和Q1，Q2组成的电路构成了带隙核心电路. 输入晶体管的偏置电流由PMOS电流源提供，它可以通过减小负载电流而不是减小其宽长比来减小负载设备的gm，从而提高其差分放大增益. 其中，Mp1，Mp2，MN1和MN2均处于饱和状态，并且Mp1和Mp2复制Iout，从而确定IREF. 本质上，IREF被“引导”到Iout. 选择某个MOS管尺寸，如果忽略衬底沟槽长度的调制效应，则Iout = KIREF，因为每个二极管连接的器件都由电流源驱动，所以IREF和Iout与VDD无关，左右道路始终保持这两个当前值. 双极晶体管Q1和Q2在不同的电流密度下工作，其基极和发射极之间的电压差与绝对温度成正比. 独立于电源的偏置电路与双极晶体管结合在一起，获得带隙核心电路.

假设Mp1，Mp2和MN1，MN2是同一对电子管，则PTAT电流Ip3加到基极-发射极电压，因此输出电流为:

PTAT参考电流IMp3PTAT（与绝对温度成比例）通过R3产生输出参考电压.

2.2自偏置电路和反馈补偿电路

为了改善电源电压抑制，该设计调整了核心电路和运算放大器的电源电压. 从MOS管的电流和电压特性来看，当VDS≥VG-VTH时，器件工作在饱和区，有:

派生于此:

其中: VGS是栅源电压； VTH是阈值电压.

由于栅极漏极短路，MN3和MN5必须处于饱和状态. 它们都可以用作等效电阻，其电阻由过驱动电压控制. MN3和MN5的等效电阻分别定义为RN3和RN5. MN3和R3可以看作是并联电阻Rx. 如果Vout增大，则RN3减小，并联电阻Rx减小，因此PTAT参考电流被部分旁路通过MN3；相同的原理适用于MN5和MN6，以实现对补偿输出电压的抑制，以稳定基准源的输出电压. 其中，Mp4和Mp5为MN3提供偏置电流，但是使用这种“自偏置电路”会引起电路启动问题.

2.3起动电路

在参考源电路中，需要一个启动电路以使该电路在系统加电时进入正常工作状态，并且自偏置放大器电路通常会出现启动问题. 当电路处于非工作状态时，放大器的输入电压的初始值为零，并且由于存在寄生电容，输出电压可能处于相对较高的电位. 接通电源后，不仅放大器的偏置电路关闭，而且基准源的核心电路也无法正常启动. 本文设计的启动电路可以同时满足放大器和核心电路的启动要求. 它由Mp6〜Mp8，MN7，MN8，R4，R5组成.

接通电源后，启动电路提供了从放大器输出到地的路径，从而降低了核心电路中Mp1〜Mp3的栅极电势，放大器的偏置电路开始工作，并且参考源Mp1和Mp2支路中流动的电流也会增加，从而导致放大器的输入电势升高，从而使放大器进入高增益工作区域并驱动参考源电路开始正常工作.

电路刚启动时，将Mp7和Mp8饱和，以确保MN8栅极具有足够高的导通电压. 当MN8导通时，较小的导通电流流经运算放大器以启动带隙电路. 电路接通后，假想盒b中的电流镜电路会镜像输出电流，以为启动电路提供偏置. 偏置电流导通Mp6，从而MN7的栅极电压上升并且MN7导通. 如果电压太大，则MN7的漏极电压会很低，从而使MN8关断，从而会降低启动电路（虚拟盒c）两端的电压，并停止操作.

3仿真结果与分析

图3说明了参考源的电压抑制效果. 根据仿真数据，在5至10 V输出电压范围内，参考电压电源抑制比为82 dB. 图4显示了Cade-nce下的温度模拟曲线. 根据所需的温度范围-25至+ 120℃，计算得出的温度系数为: TCF = 7.427 ppm /℃. 图5是整个电路的布局设计，面积约为0.022 mm2.

本文分析了传统带隙基准源的基本原理，设计基准电路的工作电压为5〜10 V，通过饱和态MOS等效电阻对PTAT电流进行反馈补偿，电源电压抑制比当温度系数低于7.427 ppm /℃时，面积为82 dB，布局面积为0.022 mm2. 该电路产生的参考源电压基本满足普通应用的要求.

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