[应该或将会出现]定量分析经典自激推挽ZVS逆变器的原理！

本文反映了我的业余时间思考结果. 可能有些事情不正确. 欢迎指出！此外，没有原始作者的转载，有一个小的JJ！

背景:

ZVS双管自激电路（除非另有说明，以下所有ZVS均指代该电路而不是零电压开关），基本上每个在论坛上玩过高压或电路的学生都已经做过或至少听说过一个电路. 如下图所示:

科学技术论坛隔壁的yanli12321学生还发明了一种双电感，无抽头变压器. 地图不在这里. 机载地址是上一个链接. 在第二个中期，Wo还尝试通过滞后比较器方法和间断启用的准闭环（ZVS电鱼机具有空载输出过压保护和第一个准闭环）为ZVS添加一个稳压电路. ZVS的想法），该设计在没有理论证明的情况下进行，效果不是很周到，许多现象无法解释，有些蜂蜜汁失败的原因无法确定，不能排除. 那年也有一个黑色便便教程. 尽管如此，ZVS在论坛上留下了非常美好的回忆，包括巢穴的学生时代. 这是ZVS在第二个和第二个时代的历史:

尽管已经进行了无数次，但从未详细解释该电路的工作原理. 唯一的分析是科学技术论坛上的这篇文章，但他没有详细的定量分析. 这就是本文的意思！有史以来第一次，对ZVS的工作原理进行定量分析，并为组件选择和设置工作点提供指导. 此外，经过分析和仿真，得出了令人震惊的结论. ZVS中的两个MOS将具有一定的公共时间，该公共时间对于正常工作至关重要. 你为什么好奇？然后继续往下看.

在阅读了以色列内盖夫大学本古里安大学的Daniel Edry的IEEE期刊（电容负载推挽并联谐振转换器，会议和期刊版本）后，我结合仿真提出了一套方法zvs分析. 请注意，本文中给出的方法仅适用于全波/全桥整流和滤波负载的ZVS，并且电阻性或弱电感性负载（例如感应加热1000w zvs逆变器制作，未整流的滤波高压电弧）不在适用范围内这个职位. 在整流电容负载和电阻负载下，ZVS的特性有所不同，值得注意. 我将在另一篇文章中完成. 这篇文章仅分析了整流滤波器负载的ZVS.

继续Edry的故事:

在Edry的文章中，介绍了一种由电流源供电的电流馈电并联谐振转换器，该电流源由具有固定占空比的可变频率供电，如下所示:

仅通过观察功率级，就可以与ZVS对应！巢的大多数分析方法都借鉴了Edry的想法. 嵌套略有改善，因此分析过程中的所有数量均为实际可测量的物理量. Edry模型中的某些数量实际上并不对应于物理数量. 是的，但是实践测量很不方便. 正在分析的ZVS电路如下:

分析时，首先查看功率级，即功率级. 为了分析功率级的特性，首先将自激部分去掉，改为由外部固定频率驱动. 首先是处理变压器的抽头（匝数比为1: 1: n）. 变压器的初级是带有抽头的电感器. 沿相同方向缠绕在同一磁芯上的两个线圈的总电感为两个电感器. 互感量之和. Lp1和Lp2的初级泄漏电感将影响下图中引脚1-2和2-3的电感之间的耦合. 多少无关紧要，因此在测量引脚1-3的电感时，两个初级的耦合效应将是. 通过计算，实际上可以通过测量引脚1和3之间的电感来确定谐振电感Lr. 因此，此处的主要部分可以看作是具有Lr和1: 1的理想变压器，其余部分则是具有2: n匝数比的理想变压器. Ls是次级漏感，在实践中会对电路工作产生一定影响，稍后将进行分析. 变压器和谐振电感的分解如下图所示:

分裂后的等效电路如下所示. 请注意，I1和I3分别对应于实际变压器的引脚1和3的电流. Iin是ZVS的输入电流，也是变压器抽头的电流. ILr，ILr1和ILr2是在实践中无法测量但具有物理意义的电流.

您现在可以开始进行正式的稳态分析. 该电路共有8个状态，其中两个彼此对应（Q1和Q2导通时有4个状态），因此可以简化为4个状态. 下图显示了具有整流负载的ZVS的稳态波形. 高清图片）:

在进入状态1之前，我们假设Q1和Q2都同时导通. 什么？ !!做过电源的朋友知道半桥和推挽式开关最怕两个mos管同时打开，但是为什么会这样呢？考虑一下，这里的输入具有很大的电感，在开关频率范围内，每个周期内的输入电流几乎恒定，因此Vin和输入电感可以等效于电流源. 电流源最令人担心的是开路，因为电流无处可走，它将增加电压并找到保持电流流动的位置. 当两个管同时关闭时，任何电流路径都将消失，Vds将急剧上升并爆炸. 因此，在这种类型的电源中，两个mos管必须有共同的时间. 请勿同时关闭两个电子管. 因此，Woo怀疑Edry文章中的驱动电路可能有点错误. 他使用变压器在相反的方向上产生两个方波，并且可能没有足够的直通时间.

状态1: 首先关闭Q1. 此时，Q2已打开，并且电容器和电感器发生谐振. 此时，Q2的电流大约等于输入电流，并且电感器和电容器的电流相等. 在状态1开始之前的一刻，Q1 / D1上的电流为Iin / 2-ILr，而Q2上的电流为Iin / 2 + ILr. 在状态1中，LrCr谐振将导致Cr上的电压VCr连续增加. 当VCr达到输出电压互感器的一次反射电压（Vo * 4 / n / n）时，状态1结束并进入状态2.

如果将Lr和自耦变压器视为三端网络，则可以看到ILr1 + Iin = ILr2. 1: 1自耦变压器将输入电流分成两部分，如果您不看抽头，您会发现一端Iin / 2汲取电流，而另一端汲取相同幅度的电流，因此它等效于Iin / 2电流源. 状态1的简化等效电路如下. 电流源是输入电流的一半:

状态2: 在状态2开始之后，变压器初级绕组开始接管电流，Cr开始完全不流过电流，并且VCr钳位到反射电压的水平. 在此期间，输入电流和电感器电流ILr共同为负载供电，次级整流二极管导通以从初级接收能量. 等式Ipri = ILr1 = Iin / 2-ILr成立. Ipri是初级电流，如下图的红色箭头所示. 最初，电感器和输入电流共同为负载供电，并且电感器电流ILr开始减小. 当ILr过零时，输入电流为负载供电并同时对Lr充电. ILr和初级电流Ipri继续减小（实际ILr在另一个方向上增加！），直到Ipri过零，次级整流器关闭并进入状态3.

上图为状态2的电路图. 其简化电路为:

状态3: 状态3开始后，Cr再次接管ILr1（= ILr-Iin / 2）. 此时1000w zvs逆变器制作，Cr与Lr共振，VCr开始以正弦波定律下降，ILr1逐渐变为正并趋于平缓. 在这种状态下，Q2的电流等于输入电流. 当VCr等于0时，状态3结束.

状态3的简化图与状态1相同，但是初始状态不同:

状态4: 当VCr达到0V时，电感器电流仍为正（图中从上至下）. 电流会开辟一条新的道路以寻找出路. D1此时将打开. 那么D1上的电流为Iin / 2-ILr，而Q2上的电流为Iin / 2 + ILr. 在状态4中，VCr钳位在0V附近，这为ZVS创造了条件（当Q2打开时，Vds1 = VCr）. Q1可以随时打开. 接通后，大部分电流流过Q1的mos通道. 通道的一小部分流过体二极管D1，状态4一直保持到Q2关闭为止，然后进入状态1的Q1镜像版本. 反复. 在Q1开始之前，Lr和Lin中的电流基本上保持不变.

根据这四个状态的边界条件，可以确定1-3状态的时间和功率级的转换率（在理想的无损条件下，M = Vo / Vin）:

t1，t2，t3分别对应于状态1、2和3占用的时间. 状态4所需的时间可以根据不同的开关频率进行更改. M是输出电压与输入电压的比率，Wr是引脚的谐振频率，Zr是特性阻抗，A1，A2，A1 / A2是定义的数字.

以前的分析没有考虑变压器次级的漏感. 在状态2下，该漏感将在VCr上产生一个尖峰. 原因是Cr和次级漏感产生谐振. 此谐振的初始条件与状态2的初始条件相同. 最后，可以得出由漏感引起的过大电压峰值的公式. Lleak_sec是在次级水平上测得的漏感，是所有初级电路都短路时读取的电感值:

好的，在这里，我们介绍了ZVS的功率级. 使用与Edry相似的方法进行分析，获得的结果基本相同. 不一致主要是系数和尺寸上的不一致，不影响准确性.

ZVS分析！文字开始！

实际上，前一部分只能视为背景知识，但是有了这些知识，就更容易理解ZVS. 现在让我们看一下ZVS的自激电路部分. 当一侧的MOS管的Vds开始降低谐振时，当电压谐振相对较低时，二极管和上拉电阻将逐渐导通另一侧的MOS管. ，逐渐导通的mos将通过另一个二极管逐渐闭合该侧的mos. 相对较慢的Vds下降，相对较大的MOS管栅极电阻以及米勒平台效应使两个管具有一定的公共时间，从而完成了正常的换向. 总体而言，可以认为t4，即Q1Q2在短时间内完全打开，即状态1、2和3所占时间的总和等于频率的一半（因为每个状态在一个完整的周期中发生两次），因此您可以编写下面的第一个方程，而fs可以在同时出现两个方程之后求解:

不幸的是，经过各种尝试，我无法获得一个可以看到的分析姐妹……fs的表达由于某种假设的近似值而变得复杂而死……想知道……图表！那就对了！在计算机普及之前，通过图表查询了许多难以计算的功能！因此，在简化了上面的公式后，Matlab求解了其数值解并在附件（/ upload / community / 2019/02/05/1549347133）中生成了两个图形（Matlab可以打开的图形和用于绘制的m文件） -91782.zip）

如何使用它:

1. 首先计算三个量，即自然共振角频率，特性阻抗和归一化负载电阻. Lr是谐振电感，它是在没有抽头的情况下在变压器两端测得的电感，Cr是谐振电容，n是匝数比，变压器配置为1: 1: n.

2. 通过Rn分别从两个图中找到归一化的开关角频率（Wnom，左）和归一化的转换比（Mnom = M * n，右）.

3. 通过以下公式计算开关频率fs和输出电压Vo:

到目前为止，可以容易地找到在特定负载下具有经过整流和滤波输出的ZVS的开关频率和输出电压. 上面的方法假设理想的设备没有损耗，结果将比实际情况差一些. 现在计算机非常流行. 实际上，您可以参考Wo发出的m文件直接为给定Ro进行数值计算. Multisim和Simplis仿真文件也在上面的附件中. 通过仿真验证了上述方法，其准确性很高:

左边是开关频率和负载之间的关系，右边是升压比和负载之间的关系. 图表的结果是黄线，电路仿真结果是蓝线. 其中的重载模型是仅适用于重载情况的一种分析类型. 由于表达式太复杂，因此不会发布. 下图是不同负载条件下状态1、2和3与总开关周期的比率:

在任何负载条件下，状态3的时间均为pi / wr / 2，该时间不变. 当负载很轻时，状态1和状态3决定了开关周期. 当根本没有负载时，状态2不存在. 此时，Vds是正弦波. 当负载很重时，状态1和状态3占用的时间将急剧减少. 此时，状态2决定了开关周期，而Vds类似于梯形或矩形. 此外，变压器的次级电流波形为三角形且不连续（上面的等效初级电流Ipri也是该波形）. 整流桥后面的滤波电容器前面的电流波形和临界模式下反激式转换器的次级电流基本相同.

如果此电源电路使用它以固定频率驱动，则其工作频率必须低于LrCr谐振频率，并且两个驱动脉冲必须相同. Q1Q2必须在状态4下完成换向. 如果在其他状态下进行换向，则会导致软开关故障. 在恒定频率驱动下，转换器的次级电流在一定负载范围内与DCM反激式一致，并且输出负载特性与DCM反激式相同，后者是恒定功率源.

实际设计中的考虑因素

1. 变压器的设计，变压器的设计需要确保励磁电感不饱和（只有励磁电感的磁路在磁性材料中，漏电感的磁路在空气中，所以漏电感不会饱和），则可以根据以下公式进行计算:

Ae是以平方米为单位的核心单位的横截面积，而Bsat是Tesla的单位. 它是铁心的饱和磁通密度. 这基于芯材，通常在0.1-0.25T之间. 由于启动时zvs调整过度，因此核心压力将加倍. ILr_pk是最大可能的电感峰值电流，并以最低负载电阻值计算得出. 计算出的匝数是初级匝数的最小数. 注意，这是两个初级绕组的匝数. 取大于n的偶数，然后点击中心. 最后，吸入磁芯的芯柱并将其调整为适当的电感. 变压器的初级将是太高频率的交流电，因此需要考虑趋肤效应. 主要和次要建议使用夹心绕组来减少漏感.

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