终于明白了！开关电源中MOS开关损耗的推导过程和计算方法

电源工程师知道，整个电源系统中开关MOS的损耗比不小. 讨论最多的是导通损耗和关断损耗，因为这两种损耗与传导损耗或驱动损耗不同，因为它很直观，所以有些人对其计算仍然有些困惑.

今天，我们将详细分析和计算开关损耗，并讨论功率MOSFET导通过程和自然零电压关断过程的实际过程，以便电子工程师了解哪个参数起主导作用并了解MOSFET. 更深入地

MOSFET开关损耗

1，通过过程中的MOSFET开关损耗

功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示. 值得注意的是，以下导通过程与BUCK转换器上管的导通状态相对应. 下管在0电压下导通，因此开关损耗非常小，可以忽略.

图1: MOSFET开关期间的栅极电荷特性

在通过过程中，从时间t0开始，栅极-源极电容开始充电，栅极电压开始升高，并且栅极电压为:

位置:

，VGS是PWM栅极驱动器的输出电压，Ron是PWM栅极驱动器的内部导通电阻，Ciss是MOSFET输入电容，Rg是MOSFET的栅极电阻.

在VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH之前，没有电流流过漏极，时间t1为:

VGS电压从VTH上升到米勒平台电压VGP的时间t2为:

VGS在Miller平台上的时间t3为:

t3也可以使用以下公式计算:

注意到米勒高原之后，漏极电流达到系统最大电流ID，它保持在由电路确定的恒定最大ID上，漏极电压开始下降mos管开关电压，MOSFET的固有传输特性保持了栅极电压与漏极电流成比例关系，漏极电流是恒定的，因此栅极电压也保持恒定，以使栅极电压不变，栅极和源极之间的电容不再流过电流，从而驱动电流全部流过米勒电容. 在Miller平台之后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受传输特性的限制，并且一直在增加，直到等于驱动电路的电源电压为止.

MOSFET的导通损耗主要发生在t2和t3之间. 以下是具体的计算示例. 输入电压为12V，输出电压为3.3V / 6A，开关频率为350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻为1.5Ω，下拉电阻为0.5Ω，使用的MOSFET为AO4468.

具体参数为:

Ciss = 955pF，Coss = 145pF，Crss = 112pF，Rg =0.5Ω;

当VGS = 4.5V时，Qg = 9nC;

当VGS = 10V时，Qg = 17nC，Qgd = 4.7nC，Qgs = 3.4nC;

当VGS = 5V且ID = 11.6A时，跨导gFS = 19S;

当VDS = VGS且ID =250μA时，VTH = 2V;

当VGS = 4.5V且ID = 10A时，RDS（ON）=17.4mΩ.

米勒平台电压VGP打开时:

可以计算出电感L =4.7μH. 满载时电感器的峰峰值电流为1.454A，电感器的谷值电流为5.273A，峰值电流为6.727A. 因此，打开米勒平台时的电压:

VGP = 2 + 5.273 / 19 = 2.278V

可以计算:

打开过程中的开关损耗为:

在直通过程中，Crss和Miller平台时间t3与计算成比例，并且Miller平台可以占导通损耗的84％，因此Miller电容器Crss和相应的Qgd从MOSFET的开关损耗. 领头人. Ciss = Crss + Cgs，对应于Ciss的电荷为Qg. 对于两个不同的MOSFET和两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管，如果A管的Crss远大于B管，则A管的开关损耗可能比B管大因此，在实际选择MOSFET时，首先要考虑米勒电容Crss的值.

减小驱动电阻可以同时减小t3和t2，从而减少开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI问题. 增大栅极驱动电压也可以缩短t3时间. 降低米勒电压，即降低阈值开启电压并增加跨导，还可以减少t3时间以减少开关损耗. 但是，将阈值设置得太低会使MOSFET容易受到干扰和误导，而增加跨导会增加工艺的复杂性和成本.

2. 关断期间的MOSFET开关损耗

关闭过程如图1所示. 分析与上述过程相同. 需要说明的是，PWM驱动器中的下拉电阻0.5Ω和Rg同时用于串联计算，最大电流为峰值电流. 6.727A来计算关闭的Miller平台的电压和相关时间值: VGP = 2 + 6.727 / 19 = 2.354V.

关机过程中的开关损耗为:

当Crss固定时，更大的Ciss，除了对开关损耗有一定影响外，还将影响导通和关断延迟时间，图1中的导通延迟为t1和t2，t8和图2 t9.

图2: 不连续模式下的工作波形

Coss会产生开关损耗和影响

1. Coss引起的开关损耗

通常，在MOSFET关断过程中，Coss电荷和能量将存储在其中. 在MOSFET关断过程中，Coss还影响电压上升速率dVDS / dt. Coss越大，dVDS / dt越小，EMI越低. 相反，Coss越小，dVDS / dt越大，并且越容易产生EMI问题.

但是，在硬开关过程中，Coss不能太大，因为存储在Coss中的能量将在MOSFET导通过程中释放出来，这会产生更多的功耗并降低其整体效率. 系统. 在通过过程中，会出现大电流尖峰.

导通过程中的大电流尖峰会产生很大的电流应力，这可能会在瞬态过程中损坏MOSFET，还可能引起电流干扰，从而引起EMI问题. 此外，较大的导通电流尖峰也会提供峰值电流. 该模式的PWM控制器带来了电流检测的问题，这需要较大的前沿消隐时间来防止误检测电流，从而降低了最小占空比系统可以工作的价值.

Coss引起的损失是:

对于BUCK转换器，在连续模式下工作时，MOSFET开启时的电压为输入电源电压. 在不连续模式下工作时，由于输出电感器在输出电压附近振荡，因此Coss电压值是瞬态导通时MOSFET两端的电压值，如图2所示.

2. Coss对切换过程的影响

图1中VDS的电压波形基于理想状态，并以简化的方式进行了分析. 由于Coss的存在，实际开关过程中的电压和电流波形将与图1中的有所不同，如图3所示. 以下以关闭过程为例. 基于理想状态，以简化的工程方式，认为在时间段t7中VDS从最小值线性上升到输入电压，并且在时间段t8中电流从最大值线性下降到0.

图3: MOSFET开关过程中的实际波形

在实际过程中，由于Coss的影响，大部分电流流过MOSFET. 流过Coss的电流很小，甚至可以忽略不计. 因此，Coss的充电速度非常慢，电流VDS的上升速度也非常慢. 也可以这样理解: 正是由于Coss的存在，在关机过程中，由于电容器电压不能突然改变，所以VDS的电压一直保持在低电压，这可以看作ZVS，是，0电压关闭，功率损耗非常小.

类似地，在导通过程中，由于Coss的存在，电容器电压不会突然变化，因此VDS的电压一直保持较高的电压，并且实际功率损耗很大.

在理想的工程简化方法中，导通损耗和关断损耗基本相同，如图1阴影部分所示. 在实际状态下，关断损耗很小，并且导通损耗很大，如图3阴影部分所示.

从以上分析可以看出: 在实际状态下，Coss将大部分关断损耗转换为导通损耗，但总开关功率损耗基本相同. 从图4的波形可以看出，关闭时，VDS的电压在Miller平台的开始处非常缓慢地上升，而在Miller平台的末端开始迅速地上升.

图4: 不连续模式切换期间的波形

Coss越大或DS极处的附加并联电容越大，关断期间MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，则有更多的能量转移到通过Coss的开通损耗. 为了使MOSFET在整个开关周期内都能在ZVS中工作，必须利用外部条件和电路特性在开路过程中实现其ZVS. 如果同步降压电路下部的续流管先导通其寄生二极管或并联的肖特基二极管，然后导通续流同步MOSFET，则同步MOSFET为0电压即可导通ZVSmos管开关电压，其off自然零电压会关断ZVS，因此，在整个开关周期中，同步MOSFET都是零电压开关ZVS. 开关损耗非常小，可以忽略不计. 因此，同步MOSFET仅具有由RDS（ON）产生的导通损耗. 需要考虑RDS（ON）而不考虑Crss的值.

请注意，图1基于在连续电流模式下获得的波形. 对于非连续模式，由于导通前的电流为0，所以没有开关损耗，也就是说，除了由Coss放电引起的功耗以外，都是非连续的. 在模式下，导通损耗为0. 但是在实际测试中，不连续模式仍然可以看到VGS具有Miller平台，这主要是由于Coss的放电电流所致. Coss放电快且持续时间短，因此电流迅速减小. 由于VGS和ID的传递特性，当电流突然减小时，VGS也将减小. 坑，并伴随着振荡.

我希望这里的每个人都能深入了解功率MOSFET的开关损耗.

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