线性调节器理论和补偿理论（中文）线性调节器理论

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低压差稳压器的工作原理在过去的十年中，设备（电池供电）使低压降稳压器的工作原理迅速发展. 像原始的行业标准LM和LM这样的调节器无法满足新的需求. 这些调节器在本文中使用NPN达林顿管，称为NPN调节器（NPNregulators）. 新型低压降（LDO）稳压器（LDO）和准LDO稳压器（quasiLDO）有望实现更高性能的稳压器. （原始: 线性稳压器: 操作与补偿理论）NPN稳压器（NPNregulators）在NPN稳压器内部使用PNP管（图: NPN稳压器内部结构框图）驱动NPN达林顿管（NPNDarlingtonpasstransistor）之间的输入和输出之间存在压差为压降最小为: Vdrop = Vbe + Vsat（NPN调节器）（）LDO调节器（LDODropout）中的LDO调节器（LDOregulators）（图: LDO调节器内部结构框图）传导管是PNP管. LDO的最大优点是PNP管只会带来很小的导通压降. 满载（满载）下降电压的典型值小于mV轻载（Lightloads）. 电压降仅为〜mV.

LDO的压差为: Vdrop = Vsat（LDO稳压器）（）准LDO稳压器（QuasiLDOregulators）准LDO（QuasiLDO）稳压器（图: 准LDO稳压器内部结构框图）已广泛用于某些场合，例如: V至V转换器. 准LDO在NPN稳压器和LDO稳压器之间. 所谓的传递管是驱动单个NPN管的单个PNP管. 因此，其降压降在NPN稳压器和LDO之间: Vdrop = Vbe + Vsat（）稳压器的工作原理（RegulatorOperation）所有稳压器均使用相同的技术来实现输出电压的稳定性（图: 稳压器的工作原理图）. 输出电压通过电阻分压器（采样）误差放大器的同相输入端连接到参考电压Vref，该输入端连接到误差放大器（ErrorAmplifier）的反相输入端（InvertingInput）. 基准电压由IC内的带隙基准产生. 误差放大器总是试图迫使其输入相等. 为此，它提供负载电流以确保输出电压的稳定性: Vout = Vref（RR）（）性能比较（PerformanceComparison）NPNLDO和准LDO的电气性能参数的最大差异为: 压差电压（DropoutVoltage）和接地电流（GroundPinCurrent）.

下降电压已在上面讨论. 为了便于分析，我们将接地电流定义为Ignd（见图），而忽略了从IC到地的小偏置电流. 然后，Ignd等于负载电流IL除以传导管的增益. NPN稳压器中达林顿管的增益非常高（HighGain），因此仅需很小的电流即可驱动负载电流IL. 这样，其接地电流Ignd将非常低，通常只有几个mA. 准LDO也具有更好的性能. 例如，国民半（NS）LM可以输出A电流，但只能输出mA电流. 但是，LDO的接地电流会相对较高. 在满载时，PNP管的β值通常为〜. 换句话说，LDO的接地电流通常会达到负载电流. NPN稳压器的最大好处在于，它们无需附加外部电容器即可无条件地稳定大多数设备. LDO在输出端至少需要一个外部电容器以减小环路带宽（LoopBandwidth），并提供一些正相移（PositivePhaseShift）补偿. 准LDO通常还需要具有输出电容器，但电容值小于LDO的电容值，并且电容器的ESR限制也较小. 反馈和环路稳定性（FeedbackandLoopStability）所有调节器均使用反馈环路（FeedbackLoop）来保持输出电压的稳定. 反馈信号在通过环路后将改变增益和相位. 环路的稳定性取决于单位增益（UnityGaindB）频率下的相移量.

波特图（BodePlots）波特图（BodePlots）可用于确认循环的稳定性. 环路的增益（LoopGain单位: dB）是频率的函数（图: 典型的波特图）. 下一节将介绍环路增益和相关内容. 环路增益可以使用网络（NetworkAnalyzer）进行测量. 网络将低电平正弦波（SineWave）注入到反馈路径（FeedbackPath）中. 随着直流电压（DC）的持续升高，这些正弦波信号将完成扫频，直到增益降至dB. 然后测量增益响应（GainResponse）. 伯德图是一个非常方便的工具. 它包含判断闭环系统稳定性的所有必要信息. 包括以下关键参数: 环路增益（LoopGain）相位裕度（PhaseMargin）和零（零），极点（Poles）. 环路增益（LOOPGAIN）闭环系统（ClosedloopSystem）具有称为环路增益（LoopGain）的特性. 在电压调节器电路中，环路增益定义为反馈信号（FeedbackSignal）通过整个环路后的电压增益（VoltageGain）. 为了更好地解释这个概念，对LDO结构框图（图）进行了如下修改（图: 环路增益测量方法）.

变压器（Transformer）用于将交流信号（ACSignal）注入点“ A”和“’B”之间的反馈环路中. 使用该变压器，可以使用小信号正弦波（SmallsignalSineWave）来“调制”反馈信号. 您可以测量点A和点B之间的交流电压（ACVoltage），然后计算环路增益. 环路增益定义为两点电压之比（比率）: LoopGain = VaVb（）应该注意的是，当从Vb点传输的信号通过环路（环路）时，将发生相移（PhaseShift），最后到达Va点. 相移量（PhaseShift）决定了环路的稳定性（稳定性）. 反馈如上所述，所有稳压器均使用反馈来稳定输出电压. 输出电压由电阻分压器采样（图），分压后的电压信号反馈到误差放大器的一个输入端子. 误差放大器的另一个输入端子连接到参考电压. 误差放大器将调整输出到传输晶体管（PassTransistor）的输出电流，以维持稳定的DC电压输出（DCValtage）. 为了实现稳定的环路，必须使用负反馈（NegativeFeedback）. 负反馈有时也称为极性改变反馈（负反馈），它与源信号的极性相反（图: 反馈信号的相位）.

负反馈与电源的极性相反. 它将始终防止输出发生任何变化. 也就是说，如果输出电压想要升高（或降低），则负反馈环路将始终防止其被强制返回正常值. 正反馈（PositiveFeedback）是指当反馈信号和源信号具有相同极性时发生的反馈. 此时，回路响应将与变化方向一致. 显然，不能实现输出的稳定性，但是不能消除输出电压的变化. 当然，没有人会性稳压器中使用正反馈. 但是，如果存在相移的负反馈，则它将变为正反馈. PHASESHIFT PHASESHIFT是反馈信号通过整个环路后发生的相位变化之和（相对于起点）. 相移的单位以度（度）表示，通常用网络（网络）测量. 负反馈信号和源信号之间的理想相位差为°（如相移图所示）. 因此，其起始点为-°. 从图中可以看出，该°的偏移是波形差的半个周期. 可以看出，相移信号的相位从-°增加到零，将使反馈信号和源信号处于同一相位，并使环路不稳定. PHASEMARGIN相位裕度（PhaseMargin单位: 度）定义为当频率的环路增益等于dB（单位增益UnityGain）时，反馈信号的总相位偏移与-°之间的差.

稳定的环路通常需要°的相位裕度. 相位偏移和相位裕量可以通过计算Bode图中的零点和极点来获得. 极点（Pole）极点（Pole）定义为增益曲线（Gaincurve）中的斜率（Slope）为-dB十倍频程的点（图: Bode图中的极点）. 每增加一个极点斜率便增加十个八度音阶. 增加n极n×（-dB十倍频程）. 每个极点指示的相移与从-°开始的频率相关的相移有关（增加极点会增加相移）. 最重要的一点是，几乎所有由极点（或零点）引起的相移都在十倍频程范围内. 注意: 一个极只能增加-°的相移，因此至少需要两个极才能达到-°（不稳定点）. 零点（ZEROS）零点（Zero）定义为增益曲线中斜率为+ dB十倍频程的点（如图所示: Bode图中的零点）. 零点产生的相移是曲线上带有+°角的+°过渡. 必须清楚，零点是“反极点”，其对增益和相位的影响与极点正好相反. 这就是将零点添加到LDO稳压器环路的原因. 零点可以抵消极点. 波特图分析使用具有三个极点和零点的波特图（图: 波特图）来分析增益和相位裕量. 假设直流增益（DCgain）为dB. 第一个极点出现在Hz. 在这里，频率增益曲线的斜率变为-dB十倍频程.

kHz处的零点使斜率变为dB的十分之一八度，直到kHz，而斜率再次变为-dB的十分之一八度. kHz的第三个也是最后一个极点最终会将斜率更改为-dB倍频程. 从图中可以看出，单位增益点的交叉频率（UnityGainCrossoverdB）为MHz. dB频率有时称为环路带宽（LoopBandwidth）. 相移图显示了零和极点的不同分布对反馈信号的影响. 为了生成该图，必须根据分布的零点和极点计算相移之和. 极点在任何频率（f）的相移可通过以下公式计算: 极点的相移= arctan（ffp）（）零点在任何频率（f）的相移可通过以下公式计算: 下面的公式: 零相移= arctan（ffz）（）此循环稳定吗？为了回答这个问题，我们根本不需要复杂的计算，我们只需要知道以dB为单位的相移（在此示例中为MHz）. 前两个极点和第一个零分布将相位从°更改为°，并最终导致网络相位更改为°. 最后一个极点在十个八度频段中具有dB点. 替换零点相移公式可以计算出极点具有-°的相移（在MHz处）. 加上原始的°相移，总相移为°（即相差为°）. 由此得出结论，环路不稳定，并且可能引起振荡. NPN调节器补偿NPN调节器的传导管的连接模式（见图）是共集电极模式.

所有公共集电极电路的一个重要特征是低输出阻抗意味着电源范围内的极点出现在环路增益曲线的高频部分. 由于NPN稳压器没有固有的低频极点，因此使用了一种称为主导极点补偿的技术. 该方法是在调节器内部集成一个电容器. 该电容器在环路增益的低频端增加了一个极点（图: NPN调节器的波特图）. NPN调节器的主导极点（DominantPole）由P点表示，通常设置为Hz. Hz处的极点将增益降低到-dB倍频程，直至MHz处的第二个极点（P）. P处的增益曲线的斜率增加了-dB十倍频程. P点的频率主要取决于NPN功率管和相关的驱动电路，因此该点有时称为电源极（Ppowerpole）. 另外，当环路增益为-dB时会出现点P，这意味着单位增益（dB）频率（MHz）时的相移会很小. 为了确定稳定性，仅需要计算dB频率处的相位裕量. 第一个极点（P）会产生-°的相移，但是第二个极点（P）仅会产生-°的相移（在MHz处）. 换句话说，在dB点的相移为-°，相位裕度为°，表明环路非常稳定. 需要两个极点才能使环路在极点P处于高频且其dB的相移很小时实现-°（不稳定点）的相移.

LDO稳压器的补偿LDO稳压器中PNP导电管的连接方法是共发射极. 与普通的集电极方式相比，它具有更高的输出阻抗. 由于负载阻抗和输出电容电抗的影响，低频极点（低频极点）将出现在低频处. 该极点也称为负载极点（loadpole），并由P1表示. 负载极点的频率通过以下公式计算: F（Pl）=（π×Rload×Cout）（）从该公式可以知道，仅通过增加主极点就无法补偿LDO. 为什么首先假设VmA LDO稳压器具有以下条件，在最大负载电流下的负载极（Pl）的频率为: Pl =（π×Rload×Cout）=（π××）= Hz（）假设内部补偿会在kHz处增加一个极点. 由于存在PNP功率管和驱动电路，功率极（Ppwr）将以kHz出现. 假设直流增益为dB. 最大输出电流时的负载电阻为RL =Ω，输出电容为Cout = uF. 使用以上条件，您可以绘制相应的波特图（图: 未补偿的LDO增益波特图）. 可以看出回路是不稳定的. 磁极PL和P各自产生-°的相移. 在dB（在这种情况下为kHz）下，相移已达到-°. 为减小负相移（防止振荡），必须在环路中添加零. 零点会产生+°的相移，从而抵消了两个低频极点的影响.

因此，几乎所有的LDO都需要在循环中添加这个零点. 通常通过输出电容器的等效串联电阻（ESR）获得该零点. 使用ESR补偿LDO等效串联电阻（ESR）是电容器的基本特性. 电容可以表示为电阻和电容的串联等效电路（图: 电容器的等效电路图）. 输出电容器的ESR在环路增益中产生零，可用于减少负相移. 零点处的频率值（Fzero）与ESR和输出电容值密切相关: Fzero =（π×Cout×ESR）（）请看上一节中的示例（图），假设输出电容值Cout = uF输出电容ESR =Ω. 然后零点出现在kHz中. 该图的伯德图显示了添加零点如何恢复不稳定系统的稳定性. 环路的带宽增加了单位增益（dB），交叉频率从kHz移至kHz. 总共+°相移（PositivePhaseShift）被添加到该零点的kHz处. 即，减小了由磁极PL和P引起的负相移（NegativePhaseShift）. 极点Ppwr在kHz处，并且在kHz处仅增加了-°的相移. 将所有零和极加在一起，dB处的总相移为-°. 即，相位裕度为+°的系统非常稳定. 这说明选择具有适当ESR值的输出电容器会产生零点以稳定LDO系统. ESR和稳定性通常，所有LDO都要求输出电容器的ESR值在一定范围内，以确保输出的稳定性.

LDO制造商将提供一系列由输出电容器ESR和负载电流（LoadCurrent）定义的曲线，以定义稳定范围（图: 典型LDO ESR稳定范围曲线），作为选择电容器时的参考. 为了解释为什么存在这些范围，我们使用前面提到的示例来说明ESR水平对相位裕度的影响. 高ESR也使用上一节中提到的示例. 我们假设uF输出电容器的ESR增加到Ω. 这会将零点的频率降低到Hz（图: 高ESR引起的环路振荡的波特图）. 降低零点频率将通过将其单位增益（Db）交叉频率从kHz增加到MHz来增加环路的带宽. 带宽的增加意味着极点Ppwr将出现在带宽内（比较）. 对波特图中曲线的相位裕度的分析表明，如果同时去除P或PL中的零点和极点，则曲线的形状几乎不会受到影响. 换句话说，环路受到-°相移的低频极点和-°相移的高频极点Ppwr的影响. 尽管相位裕度为°，系统仍可能稳定. 但是，许多经验测试数据表明，当ESR>Ω时，其他高频极点（此简单模型中未显示）的分布可能会引入不稳定. 低ESR选择具有极低ESR的输出电容器也会由于某些不同的原因而振荡. 继续使用上一节中的示例，假设uF输出电容器的ESR只有mΩ，零点的频率将变为kHz（图: 低ESR引起的环路振荡的波特图）.

未经计算，系统不稳定. 两个极点P和PL具有-°的相移，单位为dB. 如果系统要稳定，则应在dB点之前补偿零点的正相移. 但是，零点已经在系统带宽（kHz）之的中心（图）. 另一个非常重要的一点是，AVX电容器的ESR的变化小于-℃至+℃的温度范围. 铝电解电容器在低温下具有更大的ESR，因此不适用于LDO输出电容器. 必须注意的是，大型陶瓷电容器（≥uF）通常使用非常低的ESR（

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