小而高，在零负载的限制下输出电压为12N Ui. 全桥电路的原理如下.

小而上升. 在零负载限制下，输出电压为12N Ui. 全桥电路的原理. 全桥电路的工作过程如原理图所示. 全桥逆变器电路中的两个开关同时彼此成对角线. 打开和关闭半桥同一侧的两个开关会交替打开变压器的初级侧，以形成Ui的交流电压，并且占空比可以改变输出电压. 当S1和S4导通时，二极管VD1和VD4处于导通状态. 电感器L中的电流逐渐增加. 在S2和S3导通之后，二极管VD2和VD3处于导通状态. 电感器L电流也上升. 当两个开关均断开时，所有四个二极管均处于导通状态，并且每个二极管共享一半的电感器电流. 电感器L电流逐渐减小. S1和S2关断时承受的最大电压为Ui. 如果S1，S4和S2，S3的导通时间不对称，则交流电压将包含一个直流分量，这将在变压器的初级侧产生大的直流电流全桥逆变电路工作原理，从而导致磁路饱和. 电容器可以与初级电路串联连接以阻止直流电流. 13图2电路的理想波形电感器电流连续时的输出电压Uo电感器电流连续时的输出电压Uo将高于上式计算的值，并随着负载的减小而增加. 当负载为零时，输出电压为推挽式. 电路原理如图210所示. 14电路的工作过程推挽式电路中的两个开关S1和S2交替打开. 绕组N1和N1分别形成反相的交流电压. 改变占空比可以改变输出电压.

理想波形S1二极管VD1接通. 电感器L中的电流逐渐增加. S2 VD2在导通状态下的电感电流也逐渐增加. 当两个开关都断开时，VD1和VD215都处于导通状态，并且各自共享一半的电流. S1和S2在关闭状态期间承受的峰值电压均为Ui的2倍. S1和S2的同时导通等效于变压器初级绕组中的短路. 因此，应避免两个开关同时导通. 当滤波电感器L电流连续时，输出电压为2t Uo. 当输出电感器电流不连续时，输出电压Uo将高于上式的计算值，并随着负载的减小而增加. 零负载极限下开关电源的输出电压结构与线性电源的关系开关电源的前身是线性电源. 1960年代问世后，开关电源逐渐取代了线性稳压电源和SCR硅可控整流器SCR相控电源. 交流电压互感器整流电路的滤波电路稳压电路13是开关电源电路的简单框图，主要由整流滤波电路组成，直流/直流控制包含变压器，开关占空比控制器和采样比较电路等模块. 与线性电源相比，开关电源的优点在于161具有较小的尺寸和较轻的重量. 开关电源中的变压器可以做得更小. 降低系数约为2. 功耗小. 效率高. 线性电源的效率通常为3040. 开关电源的效率为70至90. 3宽范围的电压调节开关电源采用加宽或调频进行反馈调节. 电网波动较大时，输出电压仍可保持稳定. 4高滤波效率与线性电源相比，开关电源的整流滤波效率约为1000 5. 线性电源可以实现各种DC DC转换器升压或降压，并且输入和输出可以与线性电源隔离. DCDC转换器只能降压，不能电隔离.

开关电源的缺点是1个纹波很大. 当开关电源的典型输出为5V时，纹波约为50mV. 齐纳二极管在输出端并联连接，线性电源的电压纹波约为5mV. 2动态性能差. 本章小结本章在分析原始反激式开关电源的基础上，分析并介绍了相关理论，并阐述了其优点和缺点以及由缺点引起的缺点. 开关电源的工作原理是以下各章的设计基础. 173路设计本文提出的反激式逆变器由单管反激式DC-DC转换器组成. 因此，本章将首先从反激式DC-DC转换器开始，简要概述电路的基本工作特性，然后介绍和分析反激式DC-DC转换器的两种工作模式以及相应的各种工作模式. 并对工作在电感电流不连续和连续模式的反激式DC-DC变换器进行了稳定性分析. 最后，设计了相应的电路. 基本工作原理反激式DC转换器是电隔离的Buck Boost转换器. 它是最简单的隔离式直流转换器. 如图所示，其电路结构由电感变压器二极管D和滤波电容器C组成. 反激转换器具有较少的组件，并且由于其电路简单，因此适合中小功率和多输出应用. 电路反激式转换器中的电感变压器起着电感和变压器的双重作用. 当电源开关Q电源切断到电感Lp时，输出电容器为负载供电. 变压器的能量存储通过Ls释放负载并给电容器充电.

根据二极管D在开关断开期间是否继续导通，可以将其分为两种工作模式: 电流连续模式和电流不连续模式. 这里的“连续”不再是单线圈电感器电流的连续性，而是次级线圈晶体管截止时间的电流状态，以说明它实际上是指磁通量的连续性. 具体波形如图2所示. 在该图中，开关Q的占空比Ts是开关周期. 当反激式转换器的电流连续工作时，电流连续模式18具有两种切换模式，如图2a所示. 开关模式1对应于Q接通时的时间DTs. 电源电压Uin加到变压器的初级绕组Lp. 二极管可以承受反向电压并关闭次级绕组. 变压器芯被磁化并线性增加. 初级电流Φ的增加为LpDTU. 切换模式2对应于时间DTs Ts. 此时，开关管Q关闭磁芯，储能器不会破裂. 变压器每个线圈的感应电势都反转了. 变压器中存储的磁场能量通过二极管D对负载放电，并对电容器充电. 输出电压Uo被加到次级绕组LsΦ上以线性地减小，并且次级电流线性地减小. Ls通量Φ的减小是sO23. 根据稳态工作期间的磁通平衡原理，电流连续模式下反激式转换器的输出电压和输入电压之间的关系如下式所示. 19Uo ND的电流中断模式在给定的磁化强度下. 当输出负载电流小于特定值时减小电感时，反激转换器将从电流连续模式进入电流中断模式.

如图2b所示，它具有三种切换模式. 开关模式DTs变压器的初级电感器电流从零开始上升. 它与连续模式切换模式1相同. 切换模式2对应于时间DTs Ts，其中D Ts是次级二极管D续流时间DTUo. 磁通量Φ的相应减少是在一个开关周期内以间歇模式运行的反激式变压器的次级电感器电流. 在结束之前已减小至零. 这里假设如图2b所示，变压器的剩余磁通Br 0将变压器磁通Φ减小到零. 即，在电源开关Q导通期间存储在变压器的初级电感中的能量在开关周期结束之前完全释放给负载. 在开关模式TsTs中，此时流动的电流为零芯. 磁通Φ保持不变. 电容器C为输出负载供电. 根据磁通量平衡原理，NU DDIDTsLS NU LpN1 LsN2具有以上公式，表明必须针对占空比调整D的非线性函数，以使反激转换器的输出电压正常工作在不连续模式下，无论更改如何. 它与匝数比N无关. 但是，匝数比的大小会影响变压器次级侧上电源开关的电压和电流应力. 匝数比大全桥逆变电路工作原理，电流应力小，电压应力大，电压应力小，电流应力大. 因此，在实际电路设计中，应综合考虑选择具有合适匝数比反激转换器的缓冲电路. 反激反激具有广泛的电路拓扑，简单的输入和输出电隔离，宽广的电压上升和下降范围以及容易的多路输出. 用于中小型电源转换器.

但是由于较大的漏感，反激式转换器的电源开关电压和电流应力必须由缓冲电路来限制. 反激转换器中的隔离变压器还用作能量存储电感. 变压器的磁芯处于直流偏置状态. 为了防止磁芯饱和，需要较大的气隙，因此漏感较大. 电感值相对较低. 当电源开关关闭时，由漏感储能引起的电流突变将导致高的关断电压尖峰. 当功率管导通时，电感器电流变化率大，电流峰值大，整流二极管的反向恢复导致功率开关导通期间出现高电流尖峰. 因此，必须使用缓冲电路

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