超声电子盲电路的工作原理

此设计是将电子设备安装在盲人或弱视人的脚掌上，使用超声波传感器准确测量鞋底前脚掌中心与地面之间的距离，并将该距离转换为时间，然后将时间转换为由电压控制的电压. 振荡器产生音频振荡，其频率取决于距离. 然后，无线将电子设备传输到百叶窗的头部，驱动耳机，并且这双鞋子共享同一通道，因为两只脚不能同时从地面离开，而左/右一路工作. 抬起脚时，脚底上的传感器会检测到声音频率大于10厘米. 距离越大，音调（频率）越高，在地面上行走时音调的变化是平缓的. 当走下楼梯时，脚向前迈出一步，通常可以听到音调的大变化. 当深坑大于30cm时，音调会非常尖锐并起促进作用. 原理框图如下所示.

1. 定时信号的产生

由于它是由电池供电的，所以电压会随着时间逐渐降低.

使用普通的RC振荡器，频率不稳定. 使用常规收音机的465kHz陶瓷振动器进行振荡，然后将其除以12，以获得39kHz信号. 经过一系列的分频后，可以获得各种定时脉冲信号. 4069内部只有一层CMOS反相器，通常称为无缓冲门. 用“ UB”表示，适用于32KHz至465kHz的晶体振荡器. 下图中R2的负反馈使UID性放大区域（大约1/2电源电压）下工作. UID的第9针有微弱的变化. 在将UID和UIE分两阶段反转之后，获得了放大的r信号的相同相位. 在X2三端陶瓷滤波器之后，只有465kHz信号可以通过并被正反馈到UID的第9引脚. 形成连续振荡. 此时，如果删除R2，仍然会产生振荡. 如果没有R2，则打开电源时UID的第9引脚可能只有几伏，第8引脚的输出为高，而UIE的第11引脚为低.

处于开关状态，不能放大小信号. 不振动. 偶尔会碰到销9，但它可能不稳定. 可以看出，R2的作用将UID的引脚9的电平拉至线性区域. 如果用74HC04代替4069，则因为74HC04中的每个门都有一个三级反相门，所以在连接R2之后，即使没有X2已经有几兆赫兹的振荡，也已经形成了奇数环形振荡器结构. 连接X2也很难达到目标. ，C5，C6是匹配电容器. 您还可以微调频率. 连接后，实际频率为470kHz.

U2是D触发器，当时钟从低变高时，Q的状态等于D. 如果Q和D连接在一起，它将变成一个二分频分频器，并且每次时钟都翻转一次. 首先，Q = 0O，Q = 1，D = Q等于1，时钟到来一次，Q变为1，Q = 0，D = Q等于0，为下一次时钟到来Q变为0. 时钟改变两次，Q改变一次，这是分频器. 两级D触发器串联连接成为四分频器. 现在，如果要除以三，则需要添加一些反馈. 简单的方法如下所示. U2A是一个分频器，其输出，Q1发送U2B的时钟，Q1变为O超声波成像电路，Q1变为1，Q2翻转. 没有反馈时，Q2Q1的状态为00、01、10、11. 等到11状态立即清除后，“与非”门U3D的两个输入端子为1，输出为0，U3C输出为1，D触发器. 已清除.

R1的作用是延迟，将复位脉冲加宽到300ns，可以从U3C输出1/3信号，或者可以使用Q2，而不能使用Q1.

将155kHz信号发送到12级二进制异步计数器4040的U6的10引脚时钟端子. 异步计数器等效于十二个D触发器，该触发器被一分为二. 当上一级从1变为0时，下一级可以翻转. 每个级别的传输延迟分别为5和500ns，并逐步累积. 下图是每个电平的波形图. 显然，周期为206us的信号首先从1变为0，周期为3.3ms的信号延迟从0变为l约为3μs，触发U4A和U4B输出1.

在周期为206μs的信号的负脉冲周期内，时间等于103μs-3μs，U4A输出CK1保持1，在206μs信号的正脉冲周期内，信号连接到R引脚将U4A引脚4的CK1清零. 此状态必须等待3.3ms，周期性触发信号再次出现，并且仅再次出现. CK1的脉冲宽度为100μs，周期为3.3 ms.

类似地，CK2的脉冲宽度可以分析为410μs，周期为3.3 ms. 由于清除信号的极性，下图中的4013不能替换为74HC74.

40针7输出39kHz信号，并且CK1通过U3A合成包含4个脉冲的OUT信号，并将其发送到驱动器级. CK1和103} Ls通过U3A合成CK11，这是CK1的正脉冲的后半部分为高电平且周期为3.3ms的信号. CK21是CK2的正脉冲的后一半为高电平且周期为3.3ms的信号. 这些信号将在以后有用.

2. 发射驱动电路

由于超声传感器的输入电容高达2700pF，因此单个CMOS反相栅极在低压下的驱动效果很差，属保护条不会影响效果.

3. 接收放大器电路

上图中的三级5倍带通滤波器的计算和设计与上一周期相似，但是使用晶体管代替运算放​​大器的原理相同，可以节省更多功率并节省功耗. 较小的尺寸. 信号从USIN进入. 当CK1: 1时，VT2在传输期间使信号短路，以防止强信号进入放大器. 放大后的信号从H1和H2输出.

因为它们安装在同一块印刷板上，所以它们机械耦合. 从中间和下部的曲线图中可以看出，在发送信号之后的300μs处有一个固定的接收峰值（机械耦合）. 该信号比距地面7 cm处的反射波信号小，并且类似于距20至30 cm处的反射波信号. 并且背景噪声频率39kHz幅度约为1mV. 检测困难. 我们根据信号强度H1和H2将检测分为两部分，并根据延迟时间（距离）将其分为三种情况: ①距离地面7cm，输入信号特别大，并且一级放大后，信号已超过200mV（Vpp）. 从H1到第一个检测器. 当检测器检测到信号时，DETOUT2 = 1. 此时，第二个检测器也可以接收信号（该信号在410us处为每侧的一半）. 可能未接收到信号. ②距地面7cm〜30cm，接收信号从远处到远处逐渐减小，最终被1mV（Vpp）背景噪声所淹没. 同时，信号延迟是放大器410μ的125倍至33mS，噪声被放大至125mV. 当信号高于250mV时，第一个检测器DETOUT1 = 1对其进行检测. 此时，DETOUT2: 0，DETOUT1 = 1或离地面30cm〜50cm的距离为0（较长距离）③，DETOUT2 = DETOUT1 = 0. 第一种情况要求沉默. 第二种情况要求音调变化；如果未收到，则与③相同；第三种情况需要发出警告音. 图中，C16，L1，BC9用于电源滤波.

4. 检测放大器电路

一般的二极管检测器会因二极管的正向压降而产生损耗，尤其是在信号较小的情况下. 下图使用运算放大器的高增益来消除二极管的正向压降损耗，以实现理想的检测.

H2的负半部分通过Ala逆向放大而放大，成为大的正信号. 它通过D4到达Alb的正输入端子，C12充电到峰值，并且Alb作为跟随器电路连接. 引脚7的信号始终与引脚5一致. R17和W2负连接到A1c的第10引脚. 此时，D3由于反向偏置而无法工作. 丙氨酸反相放大是有限的. 根据运算放大器的“虚拟开路”和“虚拟短路”的假设，在峰值处，从引脚14通过R17 + W2到引脚2的电流与从H2到R15的电流之和为零. UH2 / R15 + U14 /（R17 + W2）= 0，U14 / UH2 =-（R17 + W2）/ R15 = -1〜-10倍. 当H2的负半周期小于峰值时，反馈电流的绝对值超过输入电流. 将引脚2拉高，将引脚1拉低. D3接通以吸收反馈电流. 保持引脚2和3上的电压相同. （虚拟短接）发生正半周期时，Ala反向放大输出1为低电平，D4未导通，D3导通以吸收正半周期电流. 调整电位器以控制检测增益.

VT5在CK2 = 0期间打开，检测输入被拉高，而输出DETOUT1 = 0. 为了以全振幅输出，此处使用了所谓的“轨到轨”

CMOS运算放大器，不使用LM324. 市售的TLC2274是一种常见的SOD封装，可将其转换为DIP，以便在测试过程中轻松插入和移除.

5. 距离-脉冲宽度-数字转换

电路如上图所示，CK21为S信号，CK21正脉冲上升时间，通过U11C = 1，UIB = 0，U1D = OU3B = 1（参考输出），COUNT_EN = 1（ （开始计数）返回到U11C. RS的输入端完成RS触发器的设置过程. 尽管CK21的过冲消失了，但设置状态仍然存在. DETECT2是R信号，DETECT2 = 1，U11D = 1，U3B = 0，U11C = 0，UIB = 1;重置状态，COUNT_EN = 0（停止计数）. 无论CK21是否过冲，DETECT1都是优先级复位信号，只要DETECT1 = 1，则COUNT_EN = 0.

在下图中，U5-4520是双十六进制计数器. COUNT_EN控制计数门. COUNT_EN的脉冲数为19.5KHz. 在CK1的上升时间内，此数字被锁存在U10-40174中. 然后CK11来并清除计数器以准备下一个计数. CK1和CK11的上升时间之间有50uS的间隔. U5B和U5A级联时，应将U5B-Q3连接到U5A-EN，即使用下降沿进行计数，U5B-Q3从1到0，高一计数加l. CP不能使用. 在测试阶段，暂时连接D5〜Dl0以检测N5〜NO的状态. 这是一个典型的6位二进制数，N5〜NO = 000000〜111111，表示从近到远的距离.

6. 数字电压音转换电路.

下图中的R23〜R34构成R-2R梯形D / A转换电路. 该原理已在教科书中进行了描述，此处不再赘述. 使用5圈彩色环作为电阻，最后一个环为棕色（1％）. 最好使用数字万用表进行测量，并选择接近标称值的电阻值. N5〜N0 = 000000，对应于输出电压0，N5〜N0: 111111，对应于输出电压VCC乘以63/64. 有64个不同级别. 因为在CK2的410uS脉冲宽度期间没有检测信号，所以实际的0.8数据不存在. 4046是锁相环，主要用途是: 数字频率合成，相位鉴别，V-F转换等. 我们仅使用其V-F转换功能. DC电平已添加到U11-4046压控振荡器的输入引脚9. 电压越高，振荡频率越高. 选择合适的C14并调节W3可以调节频率，电阻和电容会影响V-F特性曲线的斜率. 最高频率是输入Vcc条件，调整为FMax = 5KHZ，当输入9 / 64Vcc时，音频降至100HZ或更低，为了在较低端听到较高的音频，请在U12上连接一个100K-500K电阻引脚12，调整为Fmin = 100HZ. 该电阻的接入会影响V-F特性曲线向上移动一个固定值. 测试期间，您可以听VT6和耳机. 测试后，将SOUND连接到无线传输模块. 为了用两只脚交替发射，当某只脚接触地面时，该脚的DETOUT1 = 1，U12A，B均被清除超声波成像电路，如右图所示. CK1是否到来. RFOFF-直接为0，关闭该引脚的无线传输模块. 抬起脚，DETOUT1 = 0，CK1出现两次，D触发器将Vcc从引脚5的D发送到引脚1的Q，然后发送到引脚13的Q，以使RFOFF变高，并激活该引脚的无线传输模块. 由于走路时两只脚不能同时离开地面，因此只发射了抬起的脚，从而实现了轮流失明的目的.

设计时，请注意在每个数字电路的电源和地面之间连接一个旁路电容器BCn. 它似乎没什么用. 实际上，在提高可靠性方面非常重要. 由于所有信号都集中在特定的时钟跳变上，因此CMOS电路内的NMOS和PMOS导通，并且电平跳变需要对负载进行充电和放电. 此时，电源电流突然变大. 印刷电路板导线的分布电感会阻止电流的突然变化，并且电源电压会瞬间下降. 如果此时，该电路中所有输出高电平的引脚都具有尖锐的跳边. 同一条接地线的引线的分布电感会导致所有低输出引脚在跳变时都有尖峰. 为了防止这种情况的发生，旁路电容器BCn连接在电路的VDD和GND之间. 由于电容器的电压不能跳变，因此可以大大减少毛刺的发生. 当然，该电容器不能离开受保护电路太远.

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