有效克服正负电压设计难题

有两种方式将该驱动参考点与非绝缘电源连接：

方案1：将控制电路接地（VSS）与驱动参考点连接。

方案2：将控制电路电源电压（VDD）与驱动参考点连接。

由于开关驱动参考点也是零电压点（VSS），因此图1a所示的方案1最常用。由于电源电压（VDD）实际高于市电端子电势（线路或中性），且电源端子电势与驱动参考点（VSS）连接，因此，此种拓扑称为正电压。如果电源为5V，则VDD比市电参考点（图1a示例中的中性端子）高5V。如下文所述，该拓扑结构仅可直接与标准双向可控硅和可控硅整流器一起使用，而不能与非标准双向可控硅、ACS和ACST一起使用。但根据本文结尾所述，使用者可进行某些简单修改来控制所有正电压的组件。

图1 电源极性定义。

通过使用同步整流器替代schottky二极管，mosfet在转换时所降电压低于schottky二极管的正向电压，从而减少功率损耗。 压敏电阻的使用条件有：压敏电压：un≥[（√2×1.2）/0.7]u0（u0为工频电源额定电压） 最小参考电压：ulma≥（1.8～2）uac （直流条件下使用） ulma≥（2.2～2.5）uac（在交流条件下使用，uac为交流工作电压） 压敏电阻的参考电压应由被保护电子设备的耐受电压来确定，应使压敏电阻的残压低于被保护电子设备的而损电压水平，即（ulma）max≤ub/k，上式中k为残压比，ub为被保护设备的而损电压。这里主要讲改变可控硅导通角的方法，它是根据发电机电压、电流或功率因数的变化，相应地改变可控硅整流器的导通角，于是发电机的励磁电流便跟着改变。

电源输出极性与交流开关技术的一致性

为开启双极器件等交流开关，必须在开关栅极针脚（G）和驱动参考端子之间施加栅极电流。然后会出现几种情况。

．对于可控硅整流器，该栅极电流必须为正（从G向K流动）。

．对于双向可控硅和ACST，该栅极电流可为正也可为负（取决于施加给组件的电压）。

．对于ACS，该栅极电流必须为负（从COM向G流动）。

．象限一：正栅极电流和正电压。

．象限二：负栅极电流和正电压。

．象限三：负栅极电流和负电压。

．象限四：正栅极电流和负电压。

根据双向可控硅、ACS和ACST组件技术，这些组件可在每个象限中触发或仅可在某些象限中触发。对于可控硅整流器，由于仅正栅极电流才可开启组件，且仅在其阳极和阴极端子上施加正电压时才可开启，这些组件通常不考虑触发象限。

表1显示了不同组件技术适用的不同象限，并且列出了构成直接驱动电路的电源极性一致性，如表1所示。可看出负电源适用于所有交流开关技术，但可控硅整流器除外。由于负输出允许使用任何其他技术更改某一零件号，因此采用负输出成为首选。

电源拓扑结构易对输出极性产生影响

如果微控制器（MCU）供应正电压并采用微处理器触发第三象限的双向可控硅、ACST或ACS，就会出现问题。如表1所示，在这种情况下确实不能进行直接控制。此外，开关电源（SMPS）经常用于适应不同的待机功耗指令或标准。由于具有正输出的开关电源是低输出电流脱机转换器最常用的拓扑结构，因此主要根据降压转换器的选型来进行开关电源的选型。

（前置稳压器模块）采用一个专利升压-降压稳压器控制架构，以提供高效率升压/降压稳压。1、dctodc包括boost（升压）、buck（降压）、boost/buck（升/降压）和反相结构，具有高效率、高输出电流、低静态电流等特点，随着集成度的提高，许多新型dc-dc转换器的电路仅需电感和滤波电容。乍一看，使用降压稳压器ic的反向降压-升压转换器的电路图与降压转换器十分相似（图1a和1c）。

降压-升压换器的效率及最大输出电流应低于降压转换器，而输出电容器应大于降压转换器。实际上，对于降压转换器，所有电感电流都为输出电容器充电，而对于降压-升压转换器，电感电流则仅在续流期间为输出电容器充电。但230V的交流/12V直流转换器占空比较低，且降压和降压-升压性能之间的差异不大。

如果两个拓扑结构配有相同的电抗组件，那么它们的效率类似。

虽然带有负输出的开关电源可供使用，但我们仍将正输出作为首选。在待机模式下，正输出的功率消耗更低。实际上，我们发现正线性稳压器的内部功耗在50μA范围内，而负稳压器的一般功耗约为2mA。

个别微功耗的线性稳压器其静态电流仅1.1μa。电子开关需要待机，会有一点静态功耗，使用鸿雁计量插座监测：1、开关off时静态功耗约为0.5w，24小时待机的话，每年耗电不到5度，无须担心。a，而负电压稳压器的功耗大约2 ma，该静态电流对开关电源待机功耗影响巨大。

（前置稳压器模块）采用一个专利升压-降压稳压器控制架构，以提供高效率升压/降压稳压。其实这一类用调压器直接调压式的稳压器就是利用自耦变压器的原理做成的.图中an侧就是自耦变压器的输入侧，bn侧就是自耦变压器的输出侧，稳压器，如果输入电压高于输出设置点220v时，这个自耦变压器就工作在降压状态，如果输入电压低于220v时，稳压器维修，这个自耦变压器就工作在升压状态.(图中所示就是处在降压状态)。其实这一类用调压器直接调压式的稳压器就是利用自耦变压器的原理做成的.图中an侧就是自耦变压器的输入侧,bn侧就是自耦变压器的输出侧,如果输入电压高于输出设置点220v时,这个自耦变压器就工作在降压状态,如果输入电压低于220v时,这个自耦变压器就工作在升压状态.(图中所示就是处在降压状态)。

图2 用于双向可控硅控制电路负电压的正稳压器

调整栅极电路 正电压成为新选择

当市电中断(例如停电)时, ups 立即将内置电池的电能，通过逆变转换的方法向负载继续供应220v交流电，使负载维持正常工作并保护负载的软、硬件系统不受损坏。随着电力系统的改变，特别是分布式电源高密度地接入电网，对电能质量治理技术产生以下新的需求：负荷侧同时也是电源侧，电网结构复杂性和分布式电源的不确定性， 使供配电系统的电能质量恶化， 其中有功不平衡引起的电压稳定、低频振荡、损耗增大问题尤为严重。当市电输入正常时，ups电源将市电稳压后供应给负载使用，此时的ups就是一台交流市电稳压器，同时它还向机内电池充电。

由于感知分路电流或线路电压增加情况下的电压增加似乎更加合理，因此我们会采用传统方式对电路施加正电压。此类方式还适用于负电压。双向可控硅控制交流电因此，我们对微控制器的固件逻辑进行调整，将此逆向测量措施考虑在内。

如果明确选择了正电压，我们仍有方案来驱动第三象限的双向可控硅、ACS或ACST。如图3a所示，一种解决方案是与栅极电阻器（R1）简单并联增加一个电容器（C1），减弱来自双向可控硅栅极的电流。

图3 采用正电压的第三象限双向可控硅或ACS驱动电路。

该的工作原理如下：

．当微控制器I/O针脚处于高电平（VDD）时，电容器C1通过R1和双向可控硅栅极充电。由于第三象限的双向可控硅不能在第四象限触发，因此在端子A2和A1的电压为负时，该双向可控硅不会开启（但如果第一象限的电压为正，则可以开启双向可控硅）。

．当C1电容器充满电后（向电压为5V的微控制器供电），栅极电流消失。

当处于异常状态时，电感c3上的电压迅速上升，通过次级耦合，经电阻r12限流，二极管d12整流，电容c11上的电压迅速上升，当c11上的电压达到双向二极管d18的开启电压时，双向二极管d18导通，从而触发可控硅q4导通，可控硅q4导通后，提供三极管q3基极电流，使三极管q3导通，将三极管q2的基极电位拉低，使整个电路处于停振状态。图b当电压上升到一定时，触发二极管导通，跟着可控硅也导通，由于ab二端瞬间导通，ab二端压降(电压)也马上下降约为零，通过lc电流也马上降为零，l产生一个自感电动势形成电感电动势(电压)为左负右正加上电容电压约600v的1．5倍。后级采用可控硅输出电路，由电容c6，可控硅q1，双向触发二极管d5和线圈t3共同组成一低频振荡电路，它将高压直流以低频脉冲方式释放输出,图中jp4接电位器可调节后级放电频率，jp5接高低压转换开关。

图3b给出了图3a控制ACS器件（如本示例中的ACS108）特殊情况的变型。由于此类器件展示了COM和G端子之间的单独P-N节并能够阻止所有从G流向COM的电流，因此增加D1二极管，用于在微控制器I/O针脚处于高电平时对C1电容器充电。

对于这两种，在微控制器I/O针脚施加爆发电压脉冲时，须施加栅极交流电流。这种控制方法的优势在于，电容器会阻碍重置或封闭造成微控制器侵害时产生的直流电流，并提高应用的安全等级。

多种电源解决方案满足降低待机功耗需求

为满足待机功耗的不同标准，开关电源的应用越来越频繁。通常人们使用带有正输出的电源，但当负电压满足各种交流开关的条件时，负电压可能更为合适。双向可控硅控制交流电如果稳压器能降低待机功耗，首选正输出。一种解决方案是对电路进行调整，确保正稳压器可与负电压一起使用。另一种解决方案是在栅极电路内简单增加一个电容器，确保即使在选择正电源的情况下，也能降低双向可控硅栅极产生的电流。

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